Аналого-цифровые преобразователи

Рефераты по коммуникации и связи » Аналого-цифровые преобразователи

Содержание

Введение

1. Классификация АЦП

2. Параллельные АЦП

3. Последовательно-параллельные АЦП

3.1 Многоступенчатые АЦП

3.2 Многотактные АЦП

3.3 Конвеерные АЦП

4. Последовательные АЦП

4.1 АЦП последовательного счета

4.2 АЦП последовательного приближения

4.3 Интегрирующие АЦП

4.3.1 АЦП многотактного интегрирования

4.3.2 Сигма-дельта АЦП

4.4 Преобразователи напряжение-частота

5. Параметры АЦП

5.1 Статистические параметры

5.2 Динамические параметры

5.3 Шумы АЦП

Список используемой литературы

Введение

Аналого-цифровые преобразователи (АЦП) являются устройствами которые принимают входные аналоговые сигналы и генерируют соответствующие им цифровые сигналы пригодные для обработки микропроцессорами и другими цифровыми устройствами.

Принципиально не исключена возможность непосредственного преобразования различных физических величин в цифровую форму однако эту задачу удается решить лишь в редких случаях из-за сложности таких преобразователей. Поэтому в настоящее время наиболее рациональным признается способ преобразования различных по физической природе величин сначала в функционально связанные с ними электрические а затем уже с помощью преобразователей напряжение-код - в цифровые. Именно эти преобразователи имеют обычно в виду когда говорят об АЦП.

Процедура аналого-цифрового преобразования непрерывных сигналов которую реализуют с помощью АЦП представляет собой преобразование непрерывной функции времени U(t) описывающей исходный сигнал в последовательность чисел {U'(tj )} j=0 1 2 : отнесенных к некоторым фиксированным моментам времени. Эту процедуру можно разделить на две самостоятельные операции. Первая из них называется дискретизацией и состоит в преобразовании непрерывной функции времени U(t) в непрерывную последовательность {U(tj )}. Вторая называется квантованием и состоит в преобразовании непрерывной последовательности в дискретную {U'(tj )}.

В основе дискретизации непрерывных сигналов лежит принципиальная возможность представления их в виде взвешенных сумм



где aj - некоторые коэффициенты или отсчеты характеризующие исходный сигнал в дискретные моменты времени; fj (t) - набор элементарных функций используемых при восстановлении сигнала по его отсчетам.

Наиболее распространенной формой дискретизации является равномерная в основе которой лежит теорема отсчетов. Согласно этой теореме в качестве коэффициентов aj следует использовать мгновенные значения сигнала U(tj ) в дискретные моменты времени tj =jDt а период дискретизации выбирать из условия

Dt=1/2Fm

где Fm - максимальная частота спектра преобразуемого сигнала. При этом выражение (1) переходит в известное выражение теоремы отсчетов


Для сигналов со строго ограниченным спектром это выражение является тождеством. Однако спектры реальных сигналов стремятся к нулю лишь асимптотически. Применение равномерной дискретизации к таким сигналам приводит к возникновению в системах обработки информации специфических высокочастотных искажений обусловленных выборкой. Для уменьшения этих искажений необходимо либо увеличивать частоту дискретизации либо использовать перед АЦП дополнительный фильтр нижних частот ограничивающий спектр исходного сигнала перед его аналого-цифровым преобразованием.

В общем случае выбор частоты дискретизации будет зависеть также от используемого в (1) вида функции fj (t) и допустимого уровня погрешностей возникающих при восстановлении исходного сигнала по его отсчетам. Все это следует принимать во внимание при выборе частоты дискретизации которая определяет требуемое быстродействие АЦП. Часто этот параметр задают разработчику АЦП.

Рассмотрим более подробно место АЦП при выполнении операции дискретизации.

Для достаточно узкополосных сигналов операцию дискретизации можно выполнять с помощью самих АЦП и совмещать таким образом с операцией квантования. Основной закономерностью такой дискретизации является то что за счет конечного времени одного преобразования и неопределенности момента его окончания зависящего в общем случае от параметров входного сигнала не удается получить однозначного соответствия между значениями отсчетов и моментами времени к которым их следует отнести. В результате при работе с изменяющимися во времени сигналами возникают специфические погрешности динамические по своей природе для оценки которых вводят понятие апертурной неопределенности характеризующейся обычно апертурным временем.

Апертурным временем ta называют время в течение которого сохраняется неопределенность между значением выборки и временем к которому она относится. Эффект апертурной неопределенности проявляется либо как погрешность мгновенного значения сигнала при заданных моментах измерения либо как погрешность момента времени в который производится измерение при заданном мгновенном значении сигнала. При равномерной дискретизации следствием апертурной неопределенности является возникновение амплитудных погрешностей которые называются апертурными и численно равны приращению сигнала в течение апертурного времени.

Если использовать другую интерпретацию эффекта апертурной неопределенности то ее наличие приводит к "дрожанию" истинных моментов времени в которые берутся отсчеты сигнала по отношению к равноотстоящим на оси времени моментам. В результате вместо равномерной дискретизации со строго постоянным периодом осуществляется дискретизация с флюктуирующим периодом повторения что приводит к нарушению условий теоремы отсчетов и появлению уже рассмотренных апертурных погрешностей в системах цифровой обработки информации.

Такое значение апертурной погрешности можно определить разложив выражение для исходного сигнала в ряд Тейлора в окрестностях точек отсчета которое для j-й точки имеет вид


и дает в первом приближении апертурную погрешность

где ta - апертурное время которое для рассматриваемого случая является в первом приближении временем преобразования АЦП.

Обычно для оценки апертурных погрешностей используют синусоидальный испытательный сигнал U(t)=Um sinDt для которого максимальное относительное значение апертурной погрешности

DUa /Um =Dta .



Если принять что для N-разрядного АЦП с разрешением 2-N апертурная погрешность не должна превышать шага квантования (рис. 1) то между частотой сигнала D апертурным временем ta и относительной апертурной погрешностью имеет место соотношение

1/2N =Dta .

Для обеспечения дискретизации синусоидального сигнала частотой 100 кГц с погрешностью 1% время преобразования АЦП должно быть равно 25 нс. В то же время с помощью такого быстродействующего АЦП принципиально можно дискретизировать сигналы имеющие ширину спектра порядка 20 МГц. Таким образом дискретизация с помощью самого АЦП приводит к существенному расхождению требований между быстродействием АЦП и периодом дискретизации. Это расхождение достигает 2...3 порядков и сильно усложняет и удорожает процесс дискретизации так как даже для сравнительно узкополосных сигналов требует весьма быстродействующих АЦП. Для достаточно широкого класса быстро изменяющихся сигналов эту проблему решают с помощью устройств выборки-хранения имеющих малое апертурное время.

1. Классификация

В настоящее время известно большое число методов преобразования напряжение-код. Эти методы существенно отличаются друг от друга потенциальной точностью скоростью преобразования и сложностью аппаратной реализации. На рис. 2 представлена классификация АЦП по методам преобразования.


В основу классификации АЦП положен признак указывающий на то как во времени разворачивается процесс преобразования аналоговой величины в цифровую. В основе преобразования выборочных значений сигнала в цифровые эквиваленты лежат операции квантования и кодирования. Они могут осуществляться с помощью либо последовательной либо параллельной либо последовательно-параллельной процедур приближения цифрового эквивалента к преобразуемой величине.


2. Параллельные АЦП


АЦП этого типа осуществляют квантование сигнала одновременно с помощью набора компараторов включенных параллельно источнику входного сигнала. На рис. 3 показана реализация параллельного метода АЦ-преобразования для 3-разрядного числа.

С помощью трех двоичных разрядов можно представить восемь различных чисел включая нуль. Необходимо следовательно семь компараторов. Семь соответствующих эквидистантных опорных напряжений образуются с помощью резистивного делителя.

Если приложенное входное напряжение не выходит за пределы диапазона от 5 /2 h до 7 /2 h где h=Uоп /7 - квант входного напряжения соответствующий единице младшего разряда АЦП то компараторы с 1-го по 3-й устанавливаются в состояние 1 а компараторы с 4-го по 7-й - в состояние 0. Преобразование этой группы кодов в трехзначное двоичное число выполняет логическое устройство называемое приоритетным шифратором диаграмма состояний которого приведена в табл.1.

Таблица 1

Входное напряжение Состояние компараторов Выходы
Uвх /h К7 К6 К5 К4 К3 К2 К1 Q2 Q1 Q0
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1
2 0 0 0 0 0 1 1 0 1 0
3 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1
4 0 0 0 1 1 1 1 1 0 0
5 0 0 1 1 1 1 1 1 0 1
6 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0
7 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1

Подключение приоритетного шифратора непосредственно к выходу АЦП может привести к ошибочному результату при считывании выходного кода. Рассмотрим например переход от трех к четырем или в двоичном коде от 011 к 100. Если старший разряд вследствие меньшего времени задержки изменит свое состояние раньше других разрядов то временно на выходе возникнет число 111 т.е. семь. Величина ошибки в этом случае составит половину измеряемого диапазона.

Так как результаты АЦ-преобразования записываются как правило в запоминающее устройство существует вероятность получить полностью неверную величину. Решить эту проблему можно например с помощью устройства выборки-хранения (УВХ). Некоторые интегральные микросхемы (ИМС) параллельных АЦП например МАХ100 снабжаются сверхскоростными УВХ имеющими время выборки порядка 0 1 нс. Другой путь состоит в использовании кода Грея характерной особенностью которого является изменение только одной кодовой позиции при переходе от одного кодового значения к другому. Наконец в некоторых АЦП (например МАХ1151) для снижения вероятности сбоев при параллельном АЦ-преобразовании используется двухтактный цикл когда сначала состояния выходов компараторов фиксируются а затем после установления состояния приоритетного шифратора подачей активного фронта на синхровход выходного регистра в него записывают выходное слово АЦП.

Как видно из табл. 1 при увеличении входного сигнала компараторы устанавливаются в состояние 1 по очереди - снизу вверх. Такая очередность не гарантируется при быстром нарастании входного сигнала так как из-за различия во временах задержки компараторы могут переключаться в другом порядке. Приоритетное кодирование позволяет избежать ошибки возможной в этом случае благодаря тому что единицы в младших разрядах не принимаются во внимание приоритетным шифратором.

Благодаря одновременной работе компараторов параллельный АЦП является самым быстрым. Например восьмиразрядный преобразователь типа МАХ104 позволяет получить 1 млрд отсчетов в секунду при времени задержки прохождения сигнала не более 1 2 нс. Недостатком этой схемы является высокая сложность. Действительно N-разрядный параллельный АЦП сдержит 2N-1 компараторов и 2N согласованных резисторов. Следствием этого является высокая стоимость (сотни долларов США) и значительная потребляемая мощность. Тот же МАХ104 например потребляет около 4 Вт.

3. Последовательно-параллельные АЦП

Последовательно-параллельные АЦП являются компромиссом между стремлением получить высокое быстродействие и желанием сделать это по возможности меньшей ценой. Последовательно-параллельные АЦП занимают промежуточное положение по разрешающей способности и быстродействию между параллельными АЦП и АЦП последовательного приближения. Последовательно-параллельные АЦП подразделяют на многоступенчатые многотактные и конвеерные.

3.1 Многоступенчатые АЦП


В многоступенчатом АЦП процесс преобразования входного сигнала разделен в пространстве. В качестве примера на рис. 4 представлена схема двухступенчатого 8-разрядного АЦП.

Верхний по схеме АЦП осуществляет грубое преобразование сигнала в четыре старших разряда выходного кода. Цифровые сигналы с выхода АЦП поступают на выходной регистр и одновременно на вход 4-разрядного быстродействующего ЦАП. Во многих ИМС многоступенчатых АЦП (AD9042 AD9070 и др.) этот ЦАП выполнен по схеме суммирования токов на дифференциальных переключателях но некоторые (AD775 AD9040A и др.) содержат ЦАП с суммированием напряжений. Остаток от вычитания выходного напряжения ЦАП из входного напряжения схемы поступает на вход АЦП2 опорное напряжение которого в 16 раз меньше чем у АЦП1. Как следствие квант АЦП2 в 16 раз меньше кванта АЦП1. Этот остаток преобразованный АЦП2 в цифровую форму представляет собой четыре младших разряда выходного кода. Различие между АЦП1 и АЦП2 заключается прежде всего в требовании к точности: у АЦП1 точность должна быть такой же как у 8-разрядного преобразователя в то время как АЦП2 может иметь точность 4-разрядного.

Грубо приближенная и точная величины должны естественно соответствовать одному и тому же входному напряжению Uвх (tj ). Из-за наличия задержки сигнала в первой ступени возникает однако временнoе запаздывание. Поэтому при использовании этого способа входное напряжение необходимо поддерживать постоянным с помощью устройства выборки-хранения до тех пор пока не будет получено все число.

3.2 Многотактные последовательно-параллельные АЦП

Рассмотрим пример 8-разрядного последовательно-параллельного АЦП относящегося к типу многотактных (рис. 5). Здесь процесс преобразования разделен во времени.



Преобразователь состоит из 4-разрядного параллельного АЦП квант h которого определяется величиной опорного напряжения 4-разрядного ЦАП и устройства управления. Если максимальный входной сигнал равен 2 56 В то в первом такте преобразователь работает с шагом квантования h1 =0 16 В. В это время входной код ЦАП равен нулю. Устройство управления пересылает полученное от АЦП в первом такте слово в четыре старших разряда выходного регистра подает это слово на вход ЦАП и уменьшает в 16 раз опорное напряжение АЦП. Таким образом во втором такте шаг квантования h2 =0 01 В и остаток образовавшийся при вычитании из входного напряжения схемы выходного напряжения ЦАП будет преобразован в младший полубайт выходного слова.

Очевидно что используемые в этой схеме 4-разрядные АЦП и ЦАП должны обладать 8-разрядной точностью в противном случае возможен пропуск кодов т.е. при монотонном нарастании входного напряжения выходной код АЦП не будет принимать некоторые значения из своей шкалы. Так же как и в предыдущем преобразователе входное напряжение многотактного АЦП во время преобразования должно быть неизменным для чего между его входом и источником входного сигнала следует включить устройство выборки-хранения.

Быстродействие рассмотренного многотактного АЦП определяется полным временем преобразования 4-разрядного АЦП временем срабатывания цифровых схем управления временем установления ЦАП с погрешностью не превышающей 0 2...0 3 кванта 8-разрядного АЦП причем время преобразования АЦП входит в общее время преобразования дважды. В результате при прочих равных условиях преобразователь такого типа оказывается медленнее двухступенчатого преобразователя рассмотренного выше. Однако он проще и дешевле. По быстродействию многотактные АЦП занимают промежуточное положение между многоступенчатыми АЦП и АЦП последовательного приближения. Примерами многотактных АЦП являются трехтактный 12-разрядный AD7886 со временем преобразования 1 мкс или трехтактный 16-разрядный AD1382 со временем преобразования 2 мкс.

3.3 Конвеерные АЦП

Быстродействие многоступенчатого АЦП можно повысить применив конвеерный принцип многоступенчатой обработки входного сигнала. В обыкновенном многоступенчатом АЦП (рис. 4) вначале происходит формирование старших разрядов выходного слова преобразователем АЦП1 а затем идет период установления выходного сигнала ЦАП. На этом интервале АЦП2 простаивает. На втором этапе во время преобразования остатка преобразователем АЦП2 простаивает АЦП1. Введя элементы задержки аналогового и цифрового сигналов между ступенями преобразователя получим конвеерный АЦП схема 8-разрядного варианта которого приведена на рис. 6.



Роль аналогового элемента задержки выполняет устройство выборки-хранения УВХ2 а цифрового - четыре D-триггера. Триггеры задерживают передачу старшего полубайта в выходной регистр на один период тактового сигнала CLK.

Сигналы выборки формируемые из тактового сигнала поступают на УВХ1 и УВХ2 в разные моменты времени (рис. 7). УВХ2 переводится в режим хранения позже чем УВХ1 на время равное суммарной задержке распространения сигнала по АЦП1 и ЦАП. Задний фронт тактового сигнала управляет записью кодов в D-триггеры и выходной регистр. Полная обработка входного сигнала занимает около двух периодов CLK но частота появления новых значений выходного кода равна частоте тактового сигнала.



Таким образом конвеерная архитектура позволяет существенно (в несколько раз) повысить максимальную частоту выборок многоступенчатого АЦП. То что при этом сохраняется суммарная задержка прохождения сигнала соответствующая обычному многоступенчатому АЦП с равным числом ступеней не имеет существенного значения так как время последующей цифровой обработки этих сигналов все равно многократно превосходит эту задержку. За счет этого можно без проигрыша в быстродействии увеличить число ступеней АЦП понизив разрядность каждой ступени. В свою очередь увеличение числа ступеней преобразования уменьшает сложность АЦП. Действительно например для построения 12-разрядного АЦП из четырех 3-разрядных необходимо 28 компараторов тогда как его реализация из двух 6-разрядных потребует 126 компараторов.

Конвеерную архитектуру имеет большое количество выпускаемых в настоящее время многоступенчатых АЦП. В частности 2-ступенчатый 10-разрядный AD9040А выполняющий до 40 млн. преобразований в секунду (МПс) 4-ступенчатый 12-разрядный AD9220 (10 МПс) потребляющий всего 250 мВт и др. При выборе конвеерного АЦП следует иметь в виду что многие из них не допускают работу с низкой частотой выборок. Например изготовитель не рекомендует работу ИМС AD9040А с частотой преобразований менее 10 МПс 3-ступенчатого 12-разрядного AD9022 с частотой менее 2 МПс и т.д. Это вызвано тем что внутренние УВХ имеют довольно высокую скорость разряда конденсаторов хранения поэтому работа с большим тактовым периодом приводит к значительному изменению преобразуемого сигнала в ходе преобразования.

4. Последовательные АЦП

4.1 АЦП последовательного счета


Этот преобразователь является типичным примером последовательных АЦП с единичными приближениями и состоит из компаратора счетчика и ЦАП (рис.
Страницы: 1 2 3