Cкремблирование и дескремблирование линейного сигнала

Рефераты по радиоэлектронике » Cкремблирование и дескремблирование линейного сигнала

Министерство науки и образования Украины

Запорожский национальный технический университет

Кафедра радиотехники

Курсовая работа

по дисциплине "Системы передачи информации"

Выполнил ст. гр. РП 711                                                              Мирошниченко А.Ю.

Руководитель                                                                                        Завьялов С.Н

2003

Задание на проект.

Рассмотреть принципы скремблирования и дескремблирования линейного сигнала.


Реферат

В данной работе рассмотрены принципы скремблирования и дескремблирования линейного сигнала.

Рассмотрены методы и схемы кодирования сигнала с использованием скремблирования что позволяет разровнять его спектр и тем самым снизить уровень излучаемых помех а также сократить возможные периоды отсутствия изменений сигнала в линии что важно для повышения надежности синхронизации.


Содержание

Задание на проект. 2

Реферат. 3

Содержание. 4

1. Способы кодирования сигнала для уменьшения излучаемых помех при его передаче по витой паре проводов. 5

1.1. Скремблирование полярностей импульсов. 5

1.2. Двубинарное кодирование. 8

2. Передача данных с использованием скремблера-дескремблера. 12

2.1.Генераторы псевдослучайных битовых последовательностей. 12

2.2. Скремблер и дескремблер с неизолированными генераторами псевдослучайных битовых последовательностей. 13

2.3. Скремблер-дескремблер с изолированными генераторами псевдослучайных битовых последовательностей. 15

2.4. Скремблер-дескремблер с неизолированными генераторами — улучшенный вариант. 15

Список литературы.. 19


1. Способы кодирования сигнала для уменьшения излучаемых помех при его передаче по витой паре проводов

1.1. Скремблирование полярностей импульсов

Передача сигнала по линии сопровождается излучением энергии в окружающее пространство. Наибольшему влиянию со стороны активной линии подвержены соседние линии многожильного кабеля. Это влияние проявляется в том что в них появляются помехи обусловленные в основном индуктивными и емкостными паразитными связями между линиями.

Энергия передаваемого по линии сигнала сосредоточена в некоторой спектральной полосе. Для уменьшения влияния на соседние линии желательно как можно более равномерно распределить энергию в этой полосе без выраженных спектральных пиков. Если это условие выполнено то источник сигнала можно грубо представить в виде бесконечно большого числа генераторов разной частоты причем каждый генератор имеет бесконечно малую мощность. Результирующий сигнал помехи имеет характер шума.

Однако если источник формирует сигнал близкий к периодическому или тем более периодический то на соседние линии вместо широкополосного шума действуют несколько сигналов или даже один сигнал близкий по форме к синусоидальному. Так как основная энергия сигнала уже не распределена а сосредоточена в нескольких или одной пиковой спектральной составляющей то амплитуда помех может превысить допустимую. Таким образом для уменьшения амплитуды помех наводимых на соседние линии следует по возможности исключить из передаваемого сигнала выраженные периодические компоненты.

Эти компоненты могут появляться например в сигналах AMI Tl или MLT-3 при передаче длинной последовательности лог. 1 как показано затененными областями на рис. 1.

В этих областях невооруженным глазом просматриваются прообразы синусоидальных сигналов несущих основную энергию. Периоды сигналов AMI и Т1 при передаче длинной последовательности лог. 1 равны двум битовым интервалам. Период сигнала MLT-3 равен четырем битовым интервалам.

Длинные последовательности лог. 1 можно «разрушить» применением cкpeмблиpoвaния т.е. особой шифрации данных после которой любые исходные последовательности выглядят как случайные (см. п. 2.4). Для восстановления исходных данных приемник должен выполнить обратную операцию (дескремблирование). При этом необходима синхронная работа шифратора и дешифратора что несколько усложняет задачу.

Предлагаемое в патенте США № 5.422.919 решение также предусматривает разрушение периодического сигнала при передаче длинной последовательности лог. 1 но выполняется оно иначе. Скремблируются не данные а полярности передаваемых по линии импульсов. В зависимости от значения некоторого псевдослучайного бита выбирается либо положительная либо отрицательная полярность. Приемник безразличен к полярности импульса и реагирует только на его наличие. Поэтому для восстановления данных приемнику не нужно знать вид псевдослучайной последовательности использованной при шифрации полярностей! Иными словами осуществляется некое «скремблирование без последующего дескремблирования» (что на первый взгляд представляется лишенным смысла). В итоге упрощается аппаратура предназначенная для уменьшения излучаемых помех.

Рис. 1. Временные диаграммы передачи данных DATA с использованием различных кодов;
RND — сигнал на выходе генератора псевдослучайной последовательности битов

Чтобы перейти к существу вопроса рассмотрим временные диаграммы приведенные на рис. 1 более подробно.

Код NRZ (в данном случае он обозначен как NRZ(L)) отображает лог. 0 и лог. 1 соответственно низким и высоким уровнями напряжения. В коде AMI лог. 0 отображается отсутствием напряжения а лог. 1 — положительным или отрицательным импульсом причем полярности соседних импульсов чередуются. Код TI отличается от AMI длительностью импульса.

В коде NRZ(I) любой фронт сигнала несет информацию о том что примыкающий к нему справа битовый интервал соответствует лог. 1. Если фронта нет то битовый интервал отображает лог. 0.

Код MLT-3 можно получить из кода NRZ(I) следующим образом. В интервалах где код NRZ(I) принимает нулевое значение код MLT-3 также должен быть нулевым. Положительные импульсы кода NRZ(I) должны соответствовать знакочередующимся импульсам кода MLT-3. При этом не имеет значения какую полярность имеет первоначальный импульс.

Схема преобразования кода NRZ(L) в коды NRZ(I) и MLT-3 приведена на рис. 2 а. Каждый из двух последовательно соединенных D-триггеров включен в режиме делителя частоты. На выходе Q первого триггера формируется код NRZ(I). На входы передатчика подаются сигналы «+» и «-» которые преобразуются соответственно в положительные и отрицательные импульсы трехуровнего сигнала MLT-3.

Рис. 2. Упрощенные схемные решения:
а — формирователь кодов NRZ(I) MLT-3;
б — формирователь кода RND(MLT-S) с псевдослучайным чередованием полярностей импульсов;
в — формирователь кода RND(T1) с псевдослучайным чередованием полярностей импульсов;
г — дешифратор кода MLT-3 или RND(MLT-3)

Строго говоря в эту и последующие схемы нужно ввести компенсирующие элементы для предотвращения некорректных ситуаций — так называемых «гонок» или «состязаний» сигналов. Пример гонки: из-за того что второй триггер изменяет состояние и опрашивается под действием одного и того же сигнала NRZ(l) на выходах «+» и «-» элементов И в процессе переключения триггера будут наблюдаться кратковременные ложные импульсы. Но на эти «мелочи» сейчас не будем обращать внимания чтобы не усложнять рисунки и не потерять основную идею реализации скремблирования полярностей импульсов.

Схема показанная на рис. 2.б отличается от предыдущей тем что на D-вход второго триггера (первый триггер не показан) подается псевдослучайная последовательность битов RND. При RND = 1 в момент формирования положительного фронта сигнала NRZ(I) выбирается положительная полярность импульса в линии при RND = 0 — отрицательная. Последовательность битов RND синхронизирована сигналом CLK и формируется например генератором на основе сдвигового регистра с логическими элементами Исключающее ИЛИ в цепях обратных связей. Такое решение приводит к случайному чередованию полярностей импульсов кода RND(MLT-3) в отличие от их регулярного чередования в коде MLT-3. Схема формирования сигнала RND(Tl) показанная на рис. 2 в построена аналогично и отличается наличием дополнительного логического элемента И предназначенного для укорочения положительных импульсов кода NRZ(I).

Схема представленная на рис. 2 г позволяет дешифрировать коды MLT-3 или RND(MLT-3) т.е. преобразовывать их в обычный код NRZ(L). На выходе приемника формируются положительные импульсы «+» и «-» которые соответствуют разнополярным входным сигналам. Приемник также формирует синхросигнал CLK например с помощью генератора с фазовой автоподстройкой частоты.

Логический элемент ИЛИ суммирует импульсы «+» и «-» так что их первоначальная полярность не учитывается. В этом пожалуй и заключена основная предпосылка создания рассмотренного решения: полярность импульсов в линии может быть произвольной так как приемник не обращает на нее внимания. А если это так то можно случайным образом распределить полярности передаваемых импульсов и тем самым подавить периодические составляющие сигнала. Единственное ограничение состоит в том что для исключения постоянной составляющей сигнала в линии среднее число положительных и отрицательных импульсов в любом достаточно большом интервале времени должно быть одинаковым. Это условие в данном случае выполнено.

Таким образом закон по которому данные скремблировались передатчиком остается неизвестным приемнику!

Предлагаемый метод применим и к другим трехуровневым кодам таким как B3ZS B6ZS HDB3.

Рассмотренные схемные решения позволяют простыми средствами уменьшить уровень помех излучаемых на соседние витые пары проводов кабеля.

1.2. Двубинарное кодирование

Еще одно решение задачи уменьшения уровня излучаемых помех основано на применении двубинарного кодирования.

В схеме показанной на рис. 3 потребитель данных находится на некотором удалении от оптоволоконной линии связи. Для приема данных потребителю выделена витая пара проводов в многожильном кабеле (рассматриваем только одно направление передачи). На выходе интерфейса FDDI (Fiber Distributed Data Interface — распределенный интерфейс передачи данных по волоконно-оптическим каналам) данные представлены кодом NRZ(I) и сопровождающим его синхросигналом CLK (см. рис. 1).

Проблема заключается в том что непосредственная передача сигнала NRZ(I) со скоростью 125 Мбит/с по витой паре проводов создает повышенный уровень помех на соседних жилах кабеля. Ситуация усугубляется в отсутствие полезных данных когда передается заполняющая паузу непрерывная последовательность лог. 1. Эта последовательность соответствует частоте сигнала NRZ(I) равной половине скорости передачи данных или 62 5 МГц. На этой частоте сигнал легко преодолевает паразитные емкостные и индуктивные связи и наводится на соседние провода кабеля. Поэтому следовало бы применить какой-либо дополнительный способ кодирования для снижения частоты сигнала в отсутствие данных и разравнивания его спектра при наличии данных. Рассмотренное далее трехуровневое двубинарное кодирование DBM (duobinary modulation) и включение заграждающего фильтра позволяют в значительной мере снизить уровень излучаемых помех. По способу построения код DBM во многом схож с описанными в п. 1.1 кодами MLT-3 и RND(MLT-S).

Рис. 3.Схема высокоскоростной передачи данных в двубинарном коде с использованием витой пары проводов

Как показано на рис. 3 код NRZ(I) с выхода интерфейса FDDI преобразуется шифратором в код DBM. Сигнал с выхода шифратора проходит через заграждающий R-L-C-фильтр разравнивающий спектр сигнала передатчик и по линии связи (витой паре проводов) поступает в приемник. Приемник выделяет из него синхросигнал CLK и данные представленные в коде DBM Дешифратор кода DBM формирует коды NRZ(I) и NRZ(L). Скорость передачи данных во всем тракте постоянна и равна 125 Мбит/с.

Шифратор двубинарного кода (рис. 4) содержит инвертор логический элемент Исключающее ИЛИ (XOR) тактируемый элемент Т задержки дешифратор DC со структурой 2x4 элемент ИЛИ электронные ключи SW1-SW3 и два источника Ш и U2 посто­янного напряжения. Временные диаграммы формирования кода DBM показаны на рис. 5.

Входной сигнал А инвертируется и поступает на первый вход элемента XOR. Сигнал Z с выхода этого элемента задерживается на один период сигнала CLK (например с помощью D-триггера) и подается на второй вход элемента XOR. Дешифратор DC в зависимости от сочетания сигналов Z и Е формирует сигнал на одном из четырех выходов. При Z = Е = 0 сигнал G = 1 замыкает ключ SW3 поэтому на выход W шифратора поступает отрицательное напряжение от источника U2. При Z Е сигнал J = 1 замыкает ключ SW1 на выход шифратора поступает нулевое напряжение. При Z = Е = 1 сигнал F - 1 замыкает ключ SW2 на выход шифратора поступает положительное напряжение от источника Ш.

Рис. 4. Схема шифратора двубинарного кода DBM и структура заграждающего фильтра

Рис. 5.Временные диаграммы формирования двубинарного кода DBM

Процесс шифрации удобно проследить с помощью диаграммы состояний приведенной на рис. 6.

Шифратор может находиться в одном из четырех состояний Q1-Q4. Если например шифратор пребывает в состоянии Q1 то при поступлении на вход А сигнала лог. 1 на его выходе W формируется положительное напряжение +1 В (величина условная). Этот факт отражен обозначением «Лог. 1 =+1 В» около двунаправленной связи между узлами Q1 и Q4. В этой ситуации шифратор переходит в состояние Q4.

Рис. 6. Диаграмма состояний шифратора
двубинарного кода DBM

Если шифратор находится в состоянии Q1 то при поступлении на вход А сигнала лог. 0 на его выходе W формируется нулевое напряжение 0 В. Этот факт отражен обозначением «Лог. 0 = 0 В» около двунаправленной связи между узлами Q1 и Q2. В данной ситуации шифратор переходит в состояние Q2. Переходы между состояниями Q2 и Q3 возможны при поступлении на вход А сигналов лог. 1 но эти переходы сопровождаются выдачей отрицательного напряжения (-1 В) на выход W. Переходы между состояниями Q3 и Q4 возможны при поступлении на вход А шифратора сигналов лог. 0.

Из диаграммы состояний следует что если на вход А подана последовательность лог. 0 то шифратор последовательно переходит из состояния Q1 в состояние Q2 и обратно либо из состояния Q3 в состояние Q4 и обратно. Эти ситуации внешне неразличимы так как на выходе шифратора в любом случае сформировано нулевое напряжение. Если на вход А подана последовательность лог. 1 то шифратор последовательно переходит из состояния Q1 в состояние Q4 и обратно либо из состояния Q2 в состояние Q3 и обратно. Эти ситуации различаются полярностью выходного напряжения.

Если на вход А подана последовательность ...010101... то шифратор последовательно циклически проходит все состояния в направлении по часовой или против часовой стрелки в зависимости от начальных условий. Нулевые биты отображаются нулевым напряжением единичные — попеременно положительным и отрицательным.

В общем случае данные кодируются следующим образом. Нулевые биты (А = 0) отображаются нулевым напряжением (W = 0 В) единичные — положительным или отрицательным в соответствии со следующими правилами:

Правило 1. При нечетном числе нулевых битов между двумя единичными (например в коде ...10001...) полярности импульсов отображающих единичные биты взаимнообратны (...-000+...или...+000-...).

Правило 2. При четном числе нулевых битов между двумя единичными (например в коде ...1001...) полярности импульсов отображающих единичные биты одинаковы (...-00-... или ...+00+...).

Правило 3. В группе единичных битов (...111...) сигналы имеют одинаковую полярность (...+++... или ...---...).

В соблюдении приведенных правил можно убедиться при сопоставлении временных диаграмм сигналов А и W на рис. 8.11. Из этих диаграмм также следует что при передаче непрерывной последовательности лог. 1 (DATA = 11... 1) частота основной гармоники сигнала NRZ(I) равна половине скорости передачи данных или 62 5 МГц. При этих же услови­ях частота основной гармоники сигнала DBM равна четверти скорости передачи данных или 31 25 МГц. (Интересующие нас области временных диаграмм выделены серым фоном.) Амплитуда этой гармоники достаточно высока по сравнению с остальными поэтому без заметного искажения формы сигнала ее можно несколько снизить с помощью заграждающего фильтра.

Заграждающий фильтр настроен на частоту 31 25 МГц. Значения емкости и индуктивности удовлетворяют соотношению LC = 2 6 х 10-17. Например при L=2 6 мкГн С=10 пФ. Резонансный импеданс цепи R1-L-C равен ZF = L/R1C. Коэффициент подавления сигнала на резонансной частоте равен (Zp + R2)/R2 и может регулироваться выбором параметров фильтра.

Двубинарное кодирование с фильтрацией выходного сигнала позволяет сместить его энергетический спектр в область более низких частот по сравнению с другими решениями. Так 78 % энергии сигнала сосредоточено в полосе частот ниже 30 МГц а 90 % энергии — в полосе частот ниже 42 6 МГц. Напомним что скорость передачи данных составляет 125 Мбит/с!

Дешифратор двубинарного кода (см. рис. 3) можно выполнить по схеме приведенной на рис. 2 г. Эта схема нечувствительна к полярности импульсов и в равной мере применима для дешифрации кодов MLT-3 RND(MLT-3) и DBM.

2. Передача данных с использованием скремблера-дескремблера

Скремблирование может выполняться с различными целями. Наиболее распространенная цель — защита передаваемых данных от несанкционированного доступа. Для ее достижения разработано множество методов кодирования и схемных решений. Но нас интересует иная задача связанная с «разравниванием» спектра сигнала и повышением надежности синхронизации приемника с источником передаваемых по линии данных. Применительно к этой задаче цель скремблирования состоит в исключении из потока данных длинных последовательностей лог. 0 лог. 1 и периодически повторяющихся групп битов. Для этого необходимо преобразовать данные так чтобы они выглядели как случайные т.е. лишенные какой-либо видимой закономерности.

2.1.Генераторы псевдослучайных битовых последовательностей

Скремблеры и дескремблеры обычно построены на основе генераторов псевдослучайных битовых последовательностей.

Страницы: 1 2